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新型RCD箝位单端正激式变换器仿真研究
（作者未知） 2009/5/5
摘要：本文结合同步整流管驱动技术在低压大电流功率变换器中的应用，在传统RCD箝位单端正激式变换器的基础上，提出了一种全新的RCD箝位正激变换器，解决了死区时间驱动问题，大大提高了整流电路的变换效率和整个变换器的效率。
关键词：RCD箝位；同步整流；死区时间
引言
在单端正激式变换器中，有几种常见的磁复位方式，如RCD箝位、LCD箝位、有源箝位、谐振复位等。采用RCD箝位的磁复位方式的单端正激变换器结构简单，成本低廉，主开关管的电压应力较低，不必辅助开关管。不过，由于在复位电路中的箝位电阻消耗能量，使得变换效率变得非常低。在一些对效率需求不高或对成本需求严格的电源中 ，通常应用RCD箝位的变换器。
近年来，同步整流技术取得非常大进展，特别是在低压大电流正激式功率变换器中的应用。本文分析了传统变换器的特点和存在的缺点，提出了一种新型RCD箝位单端正激式变换电路，通过在整流电路中采用新的同步整流驱动技术，实现了变换效率的非常大提高。
传统的RCD箝位变换器
图1电路是采用普通二极管或肖特基二极管作为整流器件的RCD正激变换器。 在整流电路中，普通二极管的正向导通压降大，一般在0.7~1.0V之间。对于低电压输出，二极管的整流损耗占整个变换器损耗的30％；肖特基二极管导通压降稍低，但也在0.3V左右，损耗约15％。
图2所示是采用功率MOSFET管取代二极管的变换电路。功率MOSFET的特点是：导通电阻低，开关时间短，输入阻抗高。目前用于同步整流的功率MOSFET的最低导通电阻为3~4.5mW，如果输出电流为10A，其正向导通压降仅为0.03~0.045V，输出电流50A，正向压降仅为0.15~0.225V，从而满足了低压大电流功率变换器的高效率需要。
对于图2单端正激式RCD箝位变换器，在一个完整周期里，总是存在一个死区时间，即图3中的Vs1(s)的t5~t6。能看出，在t5~t6的时间段内，主开关管结电容电压为输入电压Vin，因此变压器输入为0，副边两个功率MOSFET管都没有驱动电压，不能导通。输出电流经过S3的体二极管续流，也消耗大量能量，降低了转换效率。
新型RCD箝位正激变换器工作原理
图4所示变换电路为一种全新的RCD箝位单端正激式变换器。他解决了传统同步整流变换器存在的死区问题，得到了较高的转换效率。
主开关序列和主开关管结电容的电压波形仍如图3所示。电路工作原理如下：
在t0时刻之前，主开关管结电容电压为Vin，变压器输入和输出均为0，副边整流电路中由MOSFET管S3续流。 t0时刻后，结电容电压变为0，经过一个瞬间的变换过程后，由辅助绕组输出高电压驱动S2和S4，因此S2导通，负载电流流过S2；而S4的导通使S3的栅极放电变为0电压，S3截止。
到t1时刻后，主开关管关断，结电容迅速充电，直到t3时刻电压达到Vin+Vcc，Vcc是箝位电容电压，期间完成了从S2到S3的换流。换流过程如下：t1时刻后，辅助绕组输出电压持续下降，先是降到MOSFET管S2栅极门槛电压，后是在t2时刻降为0，此期间，分别由S2导通，后是由S2体二极管导通；在t2时刻后，辅助绕组输出电压变为正，并持续升高，输出电压通过D1作用在S3的栅极，并给S3的栅源寄生电容充电。在电压升到S3的栅极门槛驱动电压之前，负载电流先流过S3的体二极管，之后，S3开通，电流流过S3，直到t3时刻，换流过程完成。
从t3到t4时刻，负载电流始终流过功率MOSFET管S3，一直到t4时刻。
在t4时刻，由于变压器原边励磁电流变为零并且反向增加，箝位电容Cc自然截止，主开关管结电容开始放电。一直到t5时刻，结电容电压又变为Vin，辅助绕组输出电压迅速减低，在t5时刻变为0。此期间，继续由S3导通。
到t5时刻后，由于辅助绕组输出电压为0，使得S2，S4的栅极电压都为0，而S3的栅源寄生电容电压仍然存在，且不能通过S4放电，因此得以保持。这样在t5到t6的死区时间里，S3得到了持续的驱动电压，负载电流流过S3。从而避免了体二极管的导通，降低了整流损耗。
辅助绕组输出电路的工作过程如下：
当辅助绕组输出为正电压时，输出高电平直接驱动S2和S4的栅极，此期间，同步整流管S2导通，由于S4导通，使得S3的栅极电荷被释放而变成低电平，S3截止，变压器原边向副边输送能量；当辅助绕组输出变为负电压后，通过二极管D3将辅助绕组同名端连地端，使得绕组下端输出高电平，并通过二极管D2驱动续流管S3，S2和S4的栅极由于连接低电平而截止，此期间，输出电流通过续流管S（未完，下一页）
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